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　　開關電源的控制電路可以分為電壓控制型和電流控制型，前者是一個單閉環電壓控制系統，在其控制過程中，電源電路中的電感電流未參與控制，是獨立變量，開關變換器為二階系統，而二階系統是一個有條件的穩定系統；后者是一個電壓、電流雙閉環控制系統，電感電流不再是一個獨立變量，從而使開關變換器成為一個一階無條件的穩定系統，因而很容易不受約束地得到大的開環增益和完善的小信號、大信號特性。為此，應用電流控制型芯片（峰值電流控制）UC3844(＄0.1386)設計了一種大功率高頻開關電源功率開關（例如IGBT）驅動電源，其主要技術指標為：5路輸出（各路均為20V/0.5A）；輸出電壓紋波±0.5% ；工作頻率為40kHz；輸入交流電壓范圍（1±10%）220V。

　　主電路

　　圖1是所設計電源的原理圖，主電路采用單端反激式變換電路，220 V交流輸入電壓經橋式整流、電容濾波變為直流后，供給單端反激式變換電路，并通過電阻R1、C2為UC3844提供初始工作電壓。為提高電源的開關頻率，采用功率MOSFET作為功率開關管，在UC3844的控制下，將能量傳遞到輸出側。為抑制電壓尖峰，在高頻變壓器原邊設置了RCD緩沖電路。

　　UC3844外圍電路設計

　　UC3844內部主要由5.0V基準電壓源、振蕩器（用來精確地控制占空比調節）、降壓器、電流測定比較器、PWM鎖存器、高增益E/A誤差放大器和適用于驅動功率MOSFET的大電流推挽輸出電路等構成。UC3844的典型外圍電路如圖2所示，圖中腳7是其電源端，芯片工作的開啟電壓為16V，欠壓鎖定電壓為10V，上限為34V，這里設定20V給它供電，用穩壓二極管穩壓，同時并聯電解電容濾波，其值為10uF。開始時由原邊主電路向其供電，電路正常工作以后由副邊供電。原邊主電路向其供電時需加限流電阻，考慮發熱及散熱條件，其值取為62kΩ/5W，為了防止輸出電壓不穩定時較高的電壓直接灌人穩壓二極管，導致其過壓燒壞，在輸出端給UC3844 供電的線路與穩壓管相連接處串入一只二極管。

　　腳4接振蕩電路，產生所需頻率的鋸齒波，工作頻率為=1.8/CTRT，振蕩電阻RT和電容CT的值分別為100kΩ、200pF。腳8是其內部基準電壓 （5V），給光耦副邊的三極管提供偏壓。腳2及腳1為內部電壓比較器的反相輸入端和輸出端，它們之間接一個15 kΩ的電阻構成比例調節器，這里采用比例調節而不用PI調節的目的是為了保證反饋回路的響應速度。腳6是輸出端，經一個限流電阻（22Ω/0.25 w）限流后驅動功率MOSFET（IRF840(＄0.6202)），為保護功率MOSFET，在腳6并聯一支15V的穩壓二極管。

　　電流反饋電路設計

　　UC3844采用的是峰值電流控制模式，腳3是電流比較器同相輸入端，接電流取樣信號輸入，即電流內環，由R3，Rf以及腳3組成。如圖2所示，從腳3引入的電流反饋信號與腳1的電壓誤差信號比較，產生一個PWM（脈寬調制）波，由于電流比較器輸入端設置了1V的電流閾值，當電流過大而使電阻R3上的電壓超過1 V（即腳3電平大于1V）時，將關斷PWM脈沖，反之，則保持此脈沖。由于電阻R3檢測出的是峰值電流，因此它可以精確地限制最大輸出電流，被檢測的峰值電流為imax=1/R3。這里上端采樣電阻Rf取為1kΩ），下端電流檢測電阻R3，取為0.55Ω。濾波電容取為470pF/1.2V的電解電容。

　　電壓反饋電路設計

　　采用三端可控基準源TL431(＄0.0625)反饋誤差電壓，并將誤差電壓放大，驅動線性光耦PC817(＄0.2210)的原邊發光二極管，而處在電源高壓端的光耦副邊三極管得到反饋電壓，輸入到UC3844的內部誤差放大器（腳1和腳2），進而調整開關管的開通、關斷時間。TL431的參考端（REF）和陽極（ANODE）間是穩定的2.5V基準電壓，它將取樣電阻上的電壓穩在2.5V。當輸出電壓增大，經R10，R11分壓后得到的取樣電壓（即R-A間的電壓）大于2.5V時，流過TL431的電流增大，其陰極電壓下降，光耦原邊二極管發光，傳遞到副邊三極管，進而使得開關管的導通時間減少，從而降低輸出電壓。

　　本文設計的單端反激式開關電源，具有體積小、重量輕、輸出電壓紋波小等優點，且穩定性好，輕載和滿載均能可靠運行，電網電壓浮動時，電源也能正常工作，因此，作為IGBT的驅動電源，達到了滿意的效果。另外，過程中遇到了以下兩個問題，希望能為以后設計反激式電源的同行提供一些幫助：

　　1）3844的腳1和腳2接的電壓反饋電路的邏輯及各個元器件的參數需要仔細推敲。

　　2）TL431的R-C間未接電容時，其上電壓有很多尖峰毛刺，導致TL431不能正常工作，所以必須接這個電容。