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由于市場上的穩壓器種類繁多，因此很難選擇 DC/DC 穩壓器。大多數汽車應用都需要在整個負載范圍內保持高效率，因為它們由電池供電。但話又說回來，許多工業應用需要高負載時的良好效率，而輕負載時的效率并不是很重要。因此，了解 DC/DC 穩壓器的損耗很重要。

閱讀 DC/DC 轉換器數據表中的效率曲線也會產生一些問題，例如“為什么輕負載時的效率低？” 和“為什么在重負載時效率會下降？” 我將嘗試以 SIMPLE SWITCHER? LM2673 3A 降壓穩壓器為例，將系統效率分解為不同的組件損耗。

圖 1 顯示了評估模塊 (EVM) 原理圖。

圖 1：設計原理圖

柵極電荷和 IC 損耗

在 LM2673 等典型的非同步降壓穩壓器中，功耗元件是 IC 本身、電感器和鉗位二極管。通過輸入和輸出電容器的均方根 (RMS) 電流和寄生等效串聯電阻 (ESR) 非常低；因此我們可以忽略這些組件的損失。

由于它們的結構，每個 MOSFET 在其端子之間都有一些寄生電容。它們是柵漏電容 (C GD )、柵源電容 (C GS ) 和漏電容 (C DS )，如圖 1 所示。電容值因 MOSFET 尺寸、制造和其他工藝參數而異. 與理想 MOSFET 不同（轉換時間為零），這些寄生電容的存在引入了有限的開關時間，如圖 2 所示。

圖 2：MOSFET 寄生電容

如圖 3 所示，有限的開關時間是輸入電容 (C ISS ) 充電和放電的結果。輸入電容基本上是 C GS和米勒電容 (C GD ) 之和。柵極電荷 (Q G ) 是柵極-源極電荷 (Q GS ) 和柵極-漏極電荷 (Q GD ) 之和。MOSFET 的柵極電荷是完全開啟 MOSFET 所需的電荷。 

圖 3：柵極電荷和米勒平臺

MOSFET 驅動器提供電流 (I CC )，我們可以使用公式 1 估算該電流：

其中，F SW是 DC/DC 穩壓器的開關頻率。

對于像 LM2673 這樣具有集成高端 MOSFET 的轉換器，數據表沒有列出 Q G等參數。因此，我們需要以不同的方式估算 I CC：在實驗室工作臺上。在啟用設備并斷開負載的情況下，測量輸入電流。在沒有連接負載的情況下，此輸入電流測量本質上是 I CC電流測量。電流 I CC也稱為工作靜態電流。請參閱“其他資源”部分中的鏈接以了解更多信息。

如需更準確的計算，我們可以使用 TI 的 WEBENCH? Power Designer 軟件。WEBENCH Power Designer 擁有所有內部 MOSFET 參數的信息，因此可以在計算損耗時考慮這些參數。

從等式 1 可以看出，電流與開關頻率 (F SW )成正比。由于 MOSFET 驅動器提供此電流，因此驅動器中存在損耗。驅動器電壓 (V CC ) 由內部低壓差穩壓器 (LDO) 設置。驅動器的損耗如公式 2 所示：

由于 DC/DC 穩壓器內部的 LDO 提供此電流，因此 LDO 中也會有功耗。該功耗表示為公式 3：

如果將公式 2 和 3 相加，我們將得到 LDO 和驅動器的總功耗（公式 4）：

因此，隨著輸入電壓的升高，損耗也會增加。此外，柵極電荷直接影響開關損耗。如果內部 MOSFET 有較大的寄生電容，則產生的柵極電荷會較大；切換轉換所花費的時間也會更長一些。這將因此增加開關損耗。

開關損耗

我們先來看看集成高端 MOSFET 的開關損耗。在每個開關周期開始時，驅動器開始向集成 MOSFET 的柵極提供電流。從第 1 部分中，您知道 MOSFET 在其端子上有寄生電容。在第一個時間段（圖 1 中的 t1），柵極-源極電壓 (V GS ) 接近 MOSFET 的閾值電壓 V TH并且漏極電流為零。因此，在此期間的功率損耗為零。在時間段 t2 內，MOSFET 的寄生輸入電容 (C ISS ) 開始充電，漏極電流開始流過 MOSFET，呈線性增加。對于降壓拓撲，該電流是負載電流和漏源電壓（V DS) 是輸入電壓 (V IN )。

一旦 MOSFET 的輸入寄生電容充電，負載電流流過 MOSFET，V DS開始下降。該時間也稱為“米勒時間”，因為該時間僅用于對米勒電容 (C GD ) 充電。在米勒時間期間，漏極電流恒定在 I OUT并且 V DS從 V IN下降。

因此，在較高的輸入電壓和開關頻率下，整體效率相對降低。在輕負載時，LM2673 非同步降壓穩壓器進入非連續導通模式。在這種模式下，器件仍保持開關頻率。在每個周期中，功率仍在集成電路 (IC) 內部耗散。因此，即使在輕負載時傳導損耗不是一個因素，但由于始終存在的開關損耗，器件效率會受到影響。而且由于傳遞到輸出的平均功率非常低，因此設備的整體效率也很低。