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在功率逆變器系統架構和配置，需要用到 MOSFET 和高側/低側柵極驅動器，并且要評估將所有這些部分集成到一個健壯的系統中并有效地實施它需要徹底了解系統的損失機制，以及如何平衡權衡。在這篇文章中，我將討論 48V 系統中的損耗機制、高側和低側柵極驅動器的設計權衡、寄生電感/電容以及印刷電路板 (PCB) 布局注意事項。

看看圖 1 所示的 48V 逆變器系統的功率級。它包括三個 MOSFET 半橋和相應的高側和低側柵極驅動器。

圖 1：48V 系統逆變器的功率級

圖 2 顯示了一個簡化的電路，該電路具有圖 1 中高側和低側柵極驅動器和 MOSFET 半橋的配置。該功率級的損耗在整個 48V 逆變器系統的功率損耗中占主導地位，它包括開關損耗和傳導損耗。Peter 的帖子討論了傳導損耗和開關損耗之間的權衡。給定選定的功率 MOSFET 和系統額定功率，傳導損耗是預先確定的，因為與電流紋波相關的均方根 (RMS) 電流是由電機預先確定的。然而，開關損耗取決于柵極驅動器設計。

圖 2：一個相腳的簡化電路

(1)            

圖 3 顯示了具有開啟、關閉和開啟反向恢復功能的 MOSFET 的簡化分段線性開關損耗機制。圖 3 中重疊的 V DS和 I D，t 1 ~t 3產生開關能量，由 V DS和 I D的乘積的積分表示，表示為公式 1：

圖 3：簡化的分段線性開關損耗機制

給定一定的開關電壓和電流，開關能量由 決定。驅動器的輸出峰值源/灌電流 I PK_Source/Sink和一個 MOSFET 的寄生電容決定了開關周期。等式 2 估計從 t 2(b)到 t 3的區間：

                                (2)

因此，柵極峰值電流驅動能力對開關損耗非常關鍵。理想情況下，柵極驅動器的電流能力越高，損耗越小。但遺憾的是，較高的驅動電流會帶來較高的 dv/dt 和 di/dt，并通過寄生效應對系統運行產生不利影響。圖 4 顯示了考慮寄生效應的自舉高端和低端驅動器應用電路設計。如圖所示，在開關節點 SW 上的 dv/dt 較高時，更多噪聲將通過自舉電平轉換器中的寄生電容 CIO 和自舉二極管的結電容耦合到初級側（見紅色陰影部分）帶箭頭的路徑）。

此外，器件上較高的 di/dt 會通過共源電感 L SS在柵極驅動器環路上產生更多噪聲。通過減慢驅動能力，電壓降 將始終與柵極驅動信號相矛盾。電壓降還會在 MOSFET 的柵極-源極引腳上引起明顯的振鈴，或在 MOSFET 和柵極驅動器輸出引腳上產生過沖/下沖，從而導致可靠性問題，甚至損壞被測器件 (DUT)。

圖 4：考慮寄生效應的柵極驅動電路

考慮到 48V 系統的每個相腳有兩個有源 MOSFET，硬開關和反向恢復損耗會顯著增加開關損耗；主要原因是因為 MOSFET 的寄生體二極管很差。重要的是，di/dt 對反向恢復電荷和性能有很大的影響。較高的 di/dt 會導致較高的反向恢復電荷和電流，可能是額定開關電流的 5 到 10 倍。

圖 3(c) 顯示了考慮反向恢復的分段線性導通波形。圖 5 顯示了一個示例開啟/關閉實驗波形。從圖 5(b) 可以看出，當開關通過寄生體二極管硬導通時，會出現很大的反向恢復電流，這不僅會導致柵極驅動電壓出現明顯的電流應力和較大的振蕩。開關，也顯著增加了開關損耗。其他不利影響包括電磁干擾 (EMI)、控制接地噪聲、設備/驅動器損壞和低可靠性。

圖 5：硬開關開啟/關閉波形

因此，應考慮最小化開關損耗以及保持可接受的 dv/dt、di/dt 和反向恢復性能來確定適當的柵極電阻大小。這種權衡的一種解決方案是在柵極驅動器設計上拆分開啟/關閉（參見圖 4，它具有不同的 R ON和 R OFF）。較小的 R OFF會降低關斷損耗（確保 dv/dt 不超過驅動器的規格），并且 R ON可以將反向恢復性能控制在可接受的水平。

圖 6 提供了有關柵極驅動電阻及其對反向恢復電流 I rr影響的線索。要在柵極驅動器上實現清晰且銳利的波形并最大限度地減少 MOSFET 上的 V DS電壓尖峰，需要仔細布局。我建議盡量減少柵極驅動器環路的環路電感，并盡量減少耦合共源電感 L SS。

圖 6：峰值反向恢復電流與開啟電阻和 Id

對于 48V 系統應用，TI 的 UCC27282-Q1 可提供 120V、±3A 的驅動能力，從而為您提供更大的靈活性以最大限度地降低開關損耗。更重要的是，其 HS 引腳上最先進的電壓轉換速率為 50V/ns，與 HS 引腳上的最大負電壓 -14V（重復脈沖）相結合，使您能夠進一步推動驅動器的峰值-電流能力，同時仍保持穩健性。UCC27282  -Q1 還集成了一個具有 0.55V 正向壓降和 1.5Ω 動態電阻的 120V 自舉二極管，可將電荷可靠地傳輸到自舉電容器。