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　　隨著用電設備類型的日益增多，出現了很多非線性負載，此類負載在運行過程中，產生大量的高次諧波，這些諧波對于電網中的電力設備有著很強的危害，因此供電部門對于諧波的注入量有著嚴格的限制。有源濾波器的設計思路是向電路注入除基波電流以外的電流，從而抵消系統中原有的諧波電流，使得系統電流中只有需要的基波電流。不同于并網逆變器，有源電力濾波器本身發出的電流為非正弦波形，這就意味著應用傳統的數字信號處理算法消除噪音的方法在這里不完全適用，而實際應用中來自外部的干擾極大地影響了系統的運行。在此重點討論電流傳感器的選擇和采樣調理電路的設計，從而使得由于這兩者的非理想性對系統的影響最小。

　　1 有源電力工作原理簡介

　　有源濾波電路如圖1所示。其中兩組電流傳感器分別用來檢測負載電流Iload以及濾波器的實發補償電流Icom。信號變壓器傳遞三相系統交流電壓Usys，而直流電壓傳感器負責傳遞直流端電容電壓Udc。

　　負載電流被DSP讀入之后，經過運算，可以獲得三相負載電流當中的正序有功電流，而補償的目的是使得系統端電流只含有正序有功電流。獲得了負載電流的正序有功基波電流之后，將負載電流與基波有功正序電流之差看作是有源濾波器輸出的指令，使得有源濾波器輸出該電流，系統端電流即為正序有功電流。

　　如何發出指令所需的電流是補償效果的關鍵。可以將有源濾波器視為一個逆變電流源，調制電壓經過連接電抗在電路中形成相應的電流，遵循公式如下：

　　Uout=L(dIcom／dt)+Usys+IcomR    (1)

　　式中：Uout為逆變器發出的電壓；Usys為三相系統的電壓；R為系統等效電阻，初次調試可視為零；L為連接電抗電感值；Icom為有源電力濾波器實際發出的三相電流；在離散系統下dIcom／dt可視為△I／△T，△I可以為期望的指令電流Iinst(指令電流為經過計算的需要補償的電流)和實際補償電流Icom的差值，及△I=Iinst-Icom，△T是離散系統的采樣周期，式(1)可寫為：

　　Uout=L(Iinst-Icom)／△T+Usys+IcomR    (2)

　　當忽略系統內阻時(2)式可寫為：

　　Uout=L(Iinst-Icom)／△T+Usys    (3)

　　從式(3)可看出，為了讓有源電力濾波器發出與Iinst指令電流相同的實際電流，只需控制IGBT發出Uout電壓，即可獲得期望電流，而為了獲得Uout指令，必須知道式(3)中其余參數。其中L，△T，Usys均為已知量，因此只需知道Iinst和Icom即可求得Uout，從而在連接電感中獲得所需電流。因此精確地補償電流和精確的指令電流是補償精度的關鍵，而指令電流又是由負載電流經過運算獲得的，因此準確地獲得負載和補償電流是關鍵所在。

　　2 分  析

　　逆變器電路在工作時會產生許多高頻電流諧波，這些高頻諧波會產生高頻電磁場，這些空間分布的高頻電磁場會在采樣電路中產生很多干擾，會在信號傳輸線路當中產生很多電壓干擾信號，由于導線分布參數的復雜和非線性特征。這些干擾的電壓信號往往體現為噪音信號，噪聲是不能夠被信號濾波器完整濾除的，通過低通濾波之后，其截止頻率以下的噪音信號任然保留，而這些噪音信號將參與整個系統的運算，最終影響發出，使得有源電力濾波器的實際的效果大打折扣。電流采樣回路框圖如圖2所示。

　　各部作用如下：

　　(1)傳感器。采集電力設備中的各個信號，使之轉化為計算機系統所能識別的信號。傳感器一般要求精度較高，線性度較好，溫漂盡可能小。對于電力系統中的傳感器通常對于不同被測目標做如下選型：通常使用變壓器(PT)做交流電壓信號輸入；使用電流互感器或者霍爾傳感器做電流輸入。

　　(2)傳輸線路。將傳感器(互感器)輸出的電信號傳遞給低通濾波電路，一般為導線即可。

　　(3)低通濾波器。電力系統中的電壓電流信號一般不能直接送到A／D轉換器的輸入端，同時PWM調制使得逆變器輸出中存在調制頻率附近的電流信號。這些信號也會被傳感器(互感器)送回采樣調理回路，而這些高頻諧波是應該盡量避免的，因此調理回路當中加入低通濾波器將這些高次諧波濾除并對信號做適當縮放。

　　3 設計

　　為了使信號能夠盡可能地少受到噪音的干擾，需要對以上分析的三個環節做充分的設計。電流互感器和霍爾型電流傳感器的選擇，電流互感器遵循電磁感應定律只能傳遞交變信號，而霍爾傳感器利用霍爾效應可以傳遞各類電流信號，由于有源電力濾波器有濾除電流不平衡度的需求，因此需要采集直流分量信號，所以選擇霍爾傳感器。霍爾傳感器按輸出方式分為電壓和電流型。電壓型輸出有利于后級運放電路處理，但由于前文所述的噪聲信號在導線中體現為電壓噪聲信號，因此，電壓輸出型傳感器的抗干擾能力很弱。經過試驗比較，選擇了電流輸出型的閉環電流傳感器。

　　傳輸線路使用屏蔽線或者雙絞線，盡可能使干擾減小，如果使用屏蔽線，屏蔽層要接地(或設備箱體)；如果是雙絞線纏繞要均勻，多股線先雙絞在相互纏繞，盡可能在結構上使得感應電動勢相互抵消。另外，走線盡可能的短，盡量遠離電感，走線短是為了減少導線分布電感，遠離電感是因為電感是電磁場發生的主要來源，遠離電感使得電磁場盡可能小，從而使得在傳輸線路當中的噪聲電動勢減小。

　　采樣調理回路的選擇是另一個重點。電流信號中存在著大量PWM調制產生的高次諧波，這些諧波會影響運算，因此這些波形需要被濾除。通用的方法是添加低通濾波器去除諧波。可以選擇相應的濾波器的結構，使得幅頻特性符合濾波需求。但是對于有源電力濾波器，需要生成的電流不是單一次數的諧波，而是含有不同次數諧波的復合波形。為了真實地復現所需要的波形，必須真實的獲得采樣信號，但是由于低通濾波器的存在，信號的群延時往往不同，這就使得信號在通過低通濾波器前后不同頻率的諧波的延時不同，信號發生了畸變，最終的輸出必然會有誤差，這個延時可由相頻特性反映。但是對于通常的低通濾波電路，考慮的都是濾波器的相頻特性，很少提及幅頻特性，更不用說群延時，但是在實際的有源電力濾波器中，相頻特性同樣很重要。相頻特性反映到時域中直接體現出濾波器對不同頻率信號的延時影響；另外從群延時角度分析相頻特性，還需要延時盡可能的低。但是對于低通濾波器而言，幅頻特性好意味著截止頻率低或者濾波階數高，但同時延時必然會加大，因此，如何權衡這二者關系是設計的一個問題。延時不單是由電容的增加產生的，還與電路中的分布電容有關。濾波電容的固定之后，需要進一步減小或消除分布電容對電路的影響；分布電容是由元器件的排列引起的。因此合理排列元器件可以盡可能消除分布電容，但是，這是件很難做到的事，故選擇一個集成的濾波器對此是最好的選擇。本樣機選擇MAXIM公司集成濾波器MAX275構造濾波電路。

　　MAX275是美國MAXIM公司生產的通用型有源濾波器。它內含兩個獨立的二階有源濾波電路，可分別同時進行低通和帶通濾波，也可通過級聯實現四階有源濾波，中心頻率／截止頻率可達300 kHz。MAX275無需時鐘電路，因此與開關電容濾波器相比，其噪聲更低，動態特性更好，能廣泛應用于各種精密測試設備、通信設備、醫療儀器和數據采集系統。

　　該集成濾波器內部含有電容和電阻，中心頻率、品質因素和放大倍數的改變只需改變外圍的R1～R4這四個電阻就能完成，并且有著很好的相頻特性。MAX275集成濾波器內部結構及外部連接如圖3所示，其中虛線框內為MAX內部部件，外部為需選擇部件。同時MAX-IM公司針對MAX275提供了專用設計軟件，用戶只需輸入要求，即可獲得相應的電阻阻值選擇。

　　4 樣機運行結果及分析

　　實驗分別對開環電壓輸出型霍爾電流型傳感器和閉環電流輸出型霍爾電流傳感器做比較分析，運行樣機，得出以下不同的補償效果。圖4為可控硅整流柜開啟時的負載電流Iload，其中橫坐標為時間，單位為秒，縱坐標為電流，單位為安培，可以看出該電流含有大量非基波成分，經過專業儀器分析，該電流含有大量的5次和7次諧波，這也印證了可控硅電路的諧波含有特點。為樣機安裝電壓輸出型霍爾電流傳感器，測量Isys對可控硅整流柜的補償效果如圖5所示，可見結果中電流趨于正弦，但仍含有很多毛刺，經過專業工具分析，發現電路中雖然5次和7次諧波明顯降低，但是出現了部分偶次諧波，而這些待補償電流中原來沒有，說明這些電流是由有源濾波器發出的，而發出這些電流的原因歸咎于信號傳遞過程中的干擾，這些噪聲信號通過低通濾波器后仍然留有部分頻率較低信號，參與運算后得到了這樣的結果。

　　在此盡力排好信號線，做好屏蔽，縮短信號線，信號線緊密纏繞，并且換了電流輸出型霍爾傳感器，更改了調理回路，運行有源電力濾波器，補償效果如圖6所示。圖6中可明顯看到電流波形變的光滑，對稱性提高很多，使用儀器分析，發現5次和7次諧波明顯下降，同時沒有出現其他次數的諧波。因此證明所做改動成功。為使用閉環電流輸出型霍爾電流傳感器補償效果。

　　表1為兩種補償效果做的對比結果。

　　說明：以上實驗樣機額定電流為相電流200 A補償能力，諧波挑選了大于1 A的電流列表，當樣機補償對象基波為150 A電流時，總畸變率可降低至5％以下。

　　5 結 語

　　這里通過對有源濾波器工作原理的分析，找出可能影響濾波器工作效果的因素，信號傳遞的失真是影響效果的最主要因素，而對于傳感器，傳遞線路，低通濾波器的合理選擇和處理可以最大程度的減小信號的失真度，從而使得有源濾波器工作效果得到明顯的改善，使得樣機具有工程實際應用意義。